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ZVS反激開關(guān)電源實(shí)例

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ZVS反激開關(guān)電源實(shí)例



反激式開關(guān)電源是指使用反激高頻變壓器隔離輸入輸出回路的開關(guān)電源。

1. 反激應(yīng)用中MOSFET的損耗分析

MOSFET的損耗主要包括如下幾個(gè)部分：

1導(dǎo)通損耗

導(dǎo)通損耗是比較容易理解的，即流過MOSFET的RMS電流在MOSFET的Rdson上的I^2R損耗。降低這個(gè)損耗也是大家最容易想到的，例如選用更低Rdson的管子，設(shè)計(jì)變換器進(jìn)入更深的連續(xù)模式來降低RMS電流等。然而需要注意的是，Rdson和Q互相矛盾，最終，只能在兩者之間找到一個(gè)平衡點(diǎn)。

2關(guān)斷損耗

關(guān)斷損耗即MOSFET在關(guān)斷狀態(tài)下，流過MOSFET的漏電流和MOSFET承受的電壓之積。通常這項(xiàng)損耗是大家忽略的，實(shí)際上也是完全可以忽略的。例如一個(gè)耐壓600V左右的MOSFET，即便在150°C下，漏電流也僅僅是uA級(jí)的，帶來的損耗也僅僅是mW級(jí)的。

3開關(guān)損耗

開關(guān)損耗包括開通損耗和關(guān)斷損耗。開通損耗指的是MOSFET開通期間Ids上升和Vds下降交叉面積帶來的損耗;關(guān)斷損耗指的是MOSFET關(guān)斷期間Ids下降和Vds上升交叉面積帶來的損耗。

不論是開通損耗還是關(guān)斷損耗，主要是發(fā)生在米勒電容放電或者充電區(qū)間，即決定開關(guān)損耗的主要是米勒平臺(tái)的時(shí)間以及開關(guān)頻率。

對(duì)于目前的反激式應(yīng)用，由于開關(guān)頻率普遍偏低(絕大多數(shù)低于100KHz)，并且高壓輸入下CCM的深度很淺(對(duì)于全電壓工作的電源適配器，絕大多數(shù)低壓CCM工作的，高壓基本上工作于DCM或非常接近DCM)，同時(shí)加上MOSFET的進(jìn)步(CoolMOS和Super Junction大大降低了Crss)，實(shí)際應(yīng)用中MOSFET的開通損耗是比較小的。拿一個(gè)使用CoolMOS或Super Junction MOSFET的電源，驅(qū)動(dòng)開通電阻從幾歐到幾十歐甚至上百歐變動(dòng)，效率幾乎不受影響。

由于反激原邊MOSFET關(guān)斷發(fā)生在最大電流處，因此關(guān)斷損耗通常比較可觀。為了降低關(guān)斷損耗，通常從加快關(guān)斷速度上想辦法。

4容性損耗

這里把容性損耗獨(dú)立于開關(guān)損耗來討論。容性損耗指的是MOSFET開通瞬間，DS間寄生電容通過MOSFET DS直接放電產(chǎn)生的損耗。我們經(jīng)常可以看到原邊電流波形并非一個(gè)理想的三角形或梯形，而是在開通瞬間存在一個(gè)電流尖峰，導(dǎo)致峰值電流控制模式的IC不得不做前沿消隱。

從一個(gè)MOSFET的規(guī)格書中，通?？梢钥吹絻蓚€(gè)可以用來直接估算容性損耗的參數(shù)，Eoss和Co(er)。拿英飛凌最新一代的CoolMOS IPD70R360P7S舉例：

Eoss@400V=1.8uJ，Co(er)=27pF(Vds=0~400V)

如果把Co(er)乘以Vds(400V)的平方再除以2，得到能量2.16uJ，和Eoss基本一致。

比較簡單的估算，如果開關(guān)頻率f=100KHz，則Vds=400V下的容性損耗約：

Pco=Eoss*f=0.18W

在實(shí)際應(yīng)用中，這個(gè)損耗很可能是被低估的，有如下原因：

首先實(shí)際應(yīng)用中，264VDC輸入下，輸入直流電壓374V，如果反射電壓100V，那開通瞬間的Vds電壓可能在374-100=274V(QR)到374+100=474V之間，即實(shí)際的Eoss可能大于或者小于規(guī)格書給出的值;

其次實(shí)際應(yīng)用中，MOSFET的DS間等效電容不僅包含MOSFET本身電容，還有變壓器寄生電容，后者很可能大于前者，這種情況下，實(shí)際Eoss損耗會(huì)遠(yuǎn)大于計(jì)算值。

5驅(qū)動(dòng)損耗

驅(qū)動(dòng)損耗即Ciss的充放電損耗，計(jì)算方法如下：

Pdrv=Qg*Udrv*f

通常應(yīng)用下也被忽略，一方面由于MOSFET的進(jìn)步，Qg有了顯著的降低，一方面頻率比較低。例如IPD70R360P7S，Qg=16.4nC(Vgs=0~10V，Vds=400V)，驅(qū)動(dòng)電壓10V，工作頻率100K下，驅(qū)動(dòng)損耗僅為：

Pdrv=16.4*10*100/1000=16.4mW

需要注意的是，與前面幾項(xiàng)損耗不同，驅(qū)動(dòng)損耗雖然是MOSFET的結(jié)電容充放電導(dǎo)致的，但絕大部分沒有損耗在MOSFET上，而是損耗在驅(qū)動(dòng)IC和驅(qū)動(dòng)電阻上。

2. ZVS的實(shí)現(xiàn)方案

ZVS即在MOSFET驅(qū)動(dòng)到來前，Vds電壓已經(jīng)為零了。由于節(jié)點(diǎn)電容上電壓的存在，要實(shí)現(xiàn)ZVS，需要一個(gè)和勵(lì)磁電流反向的電流流過變壓器原邊電感。傳統(tǒng)的QR，由于退磁后變壓器初級(jí)電感的初始電壓即副邊反射電壓，振蕩是阻尼的，因此開關(guān)節(jié)點(diǎn)可能達(dá)到的最低電壓只能是Vin-Vor，能不能ZVS取決于輸入電壓和反射電壓。對(duì)于寬范圍輸入，不太可能全輸入范圍實(shí)現(xiàn)ZVS;如果再加上寬范圍輸出(比如PD協(xié)議5-20V輸出的適配器)，ZVS的實(shí)現(xiàn)就愈發(fā)困難。

為了實(shí)現(xiàn)這個(gè)反向的電流，對(duì)電感而言，只需對(duì)它反向勵(lì)磁，有源鉗位反激就是這樣一個(gè)思路。

 

實(shí)例解密“ZVS反激開關(guān)電源”！
 

相對(duì)于傳統(tǒng)反激，有源鉗位反激中RCD吸收不可控導(dǎo)通的D變成了可控導(dǎo)通的MOSFET，鉗位電容容值遠(yuǎn)大于吸收電容。漏感能量存儲(chǔ)在鉗位電容中，在鉗位電容上形成一個(gè)相對(duì)平穩(wěn)的電壓。在原邊主MOSFET開通前，如果先將鉗位管開通一段時(shí)間，原邊電感將反向勵(lì)磁，關(guān)斷鉗位管后，勵(lì)磁電流方向不變，這個(gè)電流抽取結(jié)電容電荷，最后實(shí)現(xiàn)主MOSFET的ZVS。

有源鉗位的好處是不僅實(shí)現(xiàn)了ZVS，同時(shí)能夠回收漏感能量，但從電路結(jié)構(gòu)上，增加了一顆高邊鉗位管，控制IC需要高壓浮區(qū)，成本大幅上升。

本文要討論的ZVS反激，講的是不改變傳統(tǒng)反激電路基本結(jié)構(gòu)，不增加額外的器件，僅從控制上想辦法來實(shí)現(xiàn)。

前面提到，為了實(shí)現(xiàn)ZVS，需要在原邊管開通前，在原邊電感上形成原邊一個(gè)負(fù)電流，即原邊電感需要反相勵(lì)磁。ACF根本方法就是在原邊電感上直接反相勵(lì)磁，代價(jià)是必須增加一個(gè)可控開通和關(guān)斷MOSFET。

對(duì)于Flyback，變壓器本質(zhì)上是一個(gè)耦合電感，要在原邊電感形成負(fù)電流，這反相勵(lì)磁其實(shí)是可以從任一繞組上來操作的，因?yàn)殛P(guān)斷后，能量可以從任一繞組釋放?；谶@個(gè)原理，ZVS的實(shí)現(xiàn)就變得相當(dāng)簡單了。試想一下，工作在DCM下，帶有有同步整流的Flyback，如果副邊退磁完成后同步整流繼續(xù)保持開通，那么輸出電壓將會(huì)從輸出繞組對(duì)變壓器勵(lì)磁，只要在原邊開通前一定時(shí)間內(nèi)關(guān)斷同步整流，變壓器內(nèi)存儲(chǔ)的能量就會(huì)尋找途徑釋放，而此時(shí)，它就會(huì)反抽原邊開關(guān)節(jié)點(diǎn)電容形成負(fù)電流，只要?jiǎng)?lì)磁能量足夠，反抽時(shí)間(同步整流關(guān)斷到原邊開通的死區(qū)時(shí)間)合適，就能確保零電壓開通。
24W系列英規(guī)BS臥式電源適配器12W系列中規(guī)CCC平插電源適配器
當(dāng)然，勵(lì)磁可以在變壓器上其他任何一個(gè)耦合的繞組上進(jìn)行。

先上第一個(gè)原理圖，是我前兩年搭的一個(gè)實(shí)驗(yàn)電路，用一個(gè)定頻PWM控制器配合一些數(shù)字邏輯電路，實(shí)現(xiàn)同步整流與原邊驅(qū)動(dòng)的互補(bǔ)輸出，同時(shí)留有死區(qū)，這個(gè)電路經(jīng)過驗(yàn)證，DCM下可以從副邊同步整流倒灌，實(shí)現(xiàn)原邊零電壓開通。至于原理，相信大家仔細(xì)看看都能理解。

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| 發(fā)布時(shí)間：2017.11.20    來源：電源廠
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