高壓雙管反激變換器的設計

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高壓雙管反激變換器的設計

一、高壓雙管反激變換器的設計
反激變換器具有電路拓撲簡單,輸入輸出電氣隔離,電壓升降范圍寬,易于多路輸出等優(yōu)點,是輔助開關電源的理想選擇。輸入電壓不是很高的電路,通常采取單端反激的設計方法,但輸入電壓較高時不適用。如三相輸入380VAC,經橋式整流后為510VDC,采用單端反激電路,由于反激電壓、輸入電壓的變化范圍、輸出輕載狀況,開關管上承受的峰值電壓將非常大,而目前市場上適合于這種高壓的場效應管非常少。因此本文提出了雙管反激的設計思路,用兩只開關管替代單管,同時導通和關斷,并在電路中采用鉗位二極管,在反激過程中把開關管承受的峰值電壓鉗制在輸入電源電壓,大大降低了每個開關管上的電壓應力,擴大了開關管的選擇范圍,也保留了反激電路的優(yōu)點。這里主要介紹該電路的工作原理,控制電路的實現(xiàn),關鍵電路參數(shù)的設計,以及設計實例和試驗結果。

1 電路拓撲
本設計的電路拓撲結構如圖1所示，圖中，當VT1和VT2同時導通時，DC電源和變壓器初級組成回路，變壓器初級的電流上升，變壓器的磁通密度從初始的剩余磁通Br上升到峰值Bw，并將能量存儲在變壓器中，這時，由于次級的二極管VD3的截止作用，使得變壓器不能向次級傳送能量；而當VT1和VT2同時關斷的時候，由于反激的作用，變壓器初級的電壓反向，鉗位二極管VD1和VD2導通，以把原邊繞組的反激電壓和開關管上的電壓鉗制在電源電壓Vdc。此時，存儲在變壓器的能量一部分向副邊傳遞，另一部分通過鉗位二極管返回給電容C1和C2。因而在反激時間內，變壓器的磁通密度從峰值Bw下降到剩余磁通Br。經過一段時間，VT1和VT2又同時開通，以進入下一個周期。整個電路通過連續(xù)地開關VT1和VT2，就可以得到穩(wěn)定的直流輸出。

由于實際電路的分布參數(shù)以及開關管VT1和VT2的屬性并非完全相同，所以，VT1和VT2不是完全同時開關。當VT1先關斷時，變壓器初級T1、VT2 和VD2組成回路續(xù)流，而當VT2關斷時，變壓器儲存的能量將向次級傳送；同理，當VT2先關斷，變壓器初級T1、VT1和VD1將組成回路續(xù)流，并當 VT1關斷時，變壓器存儲的能量向次級傳送。
與一般采用單管加控制芯片的開關電源不同的是，本設計采用了上下兩個MOSFET，這樣做的目的一是可以降低每個開關管上承受的電壓，二是兩個開關管不需要采用兩個控制芯片來控制，而只用一個PWM波就可以實現(xiàn)兩個開關管的同時開通和關斷。

圖2所示是本設計的主電路圖，圖中，D1和D2主要防止由于反激電壓串入DC電源引起DC電壓波動，R1和R2取值相同，C1和C2的容值屬性均相同，這樣一方面可以平衡C1和C2上的電壓，另一方面可以降低C1的C2的耐壓。VT1和VT2共用一個驅動信號，故可實現(xiàn)同時開通和關斷。 R3為采樣電阻，該主電路采用的是峰值電流控制模式。VT4的作用主要是外加保護。輔助繞組的設計主要是為控制電路供電。次級整流二極管后加π型濾波器的效果要比只用電容濾波更好，R4為假負載，主要是防止開關電源的空載。R5，R6，tl431，pc817和R7共同組成反饋電路。

2 控制電路的設計
本設計采用SG6841高集成環(huán)保模式PWM控制器，該控制器采用電流模式(逐周期電流限制)的工作方式，可以實現(xiàn)軟驅動圖騰柱輸出的可調控的PWM波形，其輸出電壓可達18 V，足以同時驅動兩路MOSFET。本設計還在PWM輸出端設計了一個信號耦合變壓器，這樣可用同一個PWM信號來控制兩個MOSFET，使Q1和Q2同時開通和關斷，還可以實現(xiàn)驅動MOSFET信號的隔離。另外，該控制器也可以提供欠壓鎖定和過溫保護功能，當VDD小于10 V時，控制器內部將鎖定，不再向外發(fā)送PWM波。
本設計采用負載繞組給控制芯片SG6841供電，從主電路可知，輔助繞組和次級繞組處在相同的工作方式下，這在設計變壓器的時候只要根據(jù)次級輸出就可以確定輔助繞組的設計。應當注意的是，在雙管反激電路中，兩個開關管中間有一個懸浮地，因而不能直接驅動，所以，這里采用變壓器隔離驅動方法來使VT1和 VT2公用同一驅動信號。
圖3所示是本設計的控制芯片電路及驅動電路，圖中，R3接在直流電壓DC端主要用來啟動，當流入3腳的電流足夠啟動芯片的時候，芯片8腳Gate輸出 PWM波，從而使主電路導通，電源開始工作。R4主要確定芯片輸出PWM波的頻率，R5和C5組成電流采樣的匹配網(wǎng)路。由于芯片采用逐周峰值電流工作方式，故在初級線圈電流達到峰值時，芯片將關斷PWM波，變壓器向次級傳送能量。

圖4所示是其系統(tǒng)中的輸入欠壓和輸出過壓保護電路。由于本開關電源設計采用了輸入過壓和輸入欠壓保護，故當輸入高于750 V或低于120V時，比較器的2腳電壓值會高于2．5 V或比較器的5腳會低于2．5 V，本設計采用精密可調線性穩(wěn)壓器TL431來產生2．5 V的基準源，并分別給比較器的3腳和6腳供電，這樣，在比較器的1腳或7腳就會產生低電平，Q5由于基級電壓過低而截止，線性光耦U5的發(fā)光二極管不能發(fā) 光。這時，由于Q4S接到輸出儲能電容上，Q4C和Q4S不能組成通路，所以，加在Q4管的GS間的電壓Ugs為零，開關管Q4關斷，電源不能向后面負載供電，從而實現(xiàn)欠壓和過壓保護功能。

3 電路變壓器的設計
采用兩個開關管串聯(lián)不會影響主電路中變壓器的設計，故可根據(jù)《開關電源設計指南》中相關介紹來計算變壓器參數(shù)，本設計選用TDK公司的PC40EE25高頻磁性材料作為鐵芯，變壓器的參數(shù)計算如下：

根據(jù)反激式變壓器的伏秒面積相等原理可知：

式中，Ac為有效磁芯面積，單位為cm2，Bmax為最大磁通密度，單位為G(高斯Wb／cm2)。

二、雙管反激電源的優(yōu)勢
雙管反激電源較之單管反激有更多優(yōu)勢，同時在100W以上的應用較之其它拓樸更可靠、易生產、并低成本。
1、效率高，有PFC時可更好優(yōu)化。
2、適合特高電壓輸入，如380V輸入。
3、主開關管電壓應力小。
4、無輸出儲能電感，并且輸出紋波低
5、比普通反激更易適應100W以上功率輸出。

三、雙管正激和雙管反激的區(qū)別主要是什么
雙管只是電壓應力低一點。
本質上單雙管原理一樣的。
磁芯工作方式不同，正激直接傳遞能量，但會有激磁電流，需要磁復位。
反激不能直接傳遞能量，是先儲能再傳遞，沒有磁復位過程，傳遞的時候自動復位。

四、什么是雙管反激式DC/DC變換器
雙管反激變換器的本質與單管反激變換器完全一樣。
只是借鑒了雙管正激的電路結構，將其套用在反激電路上。
雙管反激與傳統(tǒng)的單管反激電路相比優(yōu)缺點與正激變換器極為相似，具體如下：
優(yōu)點：1.理論上每只開關管的耐壓只要不低于輸入電壓即可。對輸入電壓較高時優(yōu)勢明顯。
2.開關管不需要RCD或TVS吸收鉗位，當開關管截止時漏感能量通過二極管返回到Vin。
所以發(fā)熱較少，提高效率。
缺點：1.需要兩只開關管，由于增加上管及其驅動電路造成電路復雜，成本提高。
2.占空比必須嚴格控制在50%以內，設計靈活性降低。
如果占空比超過50%則變壓器無法復位造成變換器保護。（嚴重時會損壞）。
鑒于上述優(yōu)缺點，所以限制了雙管反激變換器的應用范圍。
只有輸入電壓很高比如800V以上時才會考慮這種電路結構。

另外還有一種雙管反激變換器，這種變換器將變壓器放到最上端，中間和低端各用一只中等耐壓的開關管，兩只開關管串聯(lián)。下端開關管采用常規(guī)電路驅動，中間的開關管只需將柵極接到一個浮動的高壓即可，相當于源極驅動。這種電路結構由于不需要額外的上管驅動所以應用范圍更多些。這種電路占空比可以超過50%，但也需要相應的提高開關管的耐壓。

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| 發(fā)布時間：2017.08.23 來源：電源廠

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